发信人: ljlinjie (线性迭代，分形以及傅立叶变换|), 信区: CRC
标  题: 微波系统的简介
发信站: 哈工大紫丁香 (2002年12月14日20:32:53 星期六), 站内信件



　　设备大成

　　从目前使用的数字微波通信设备来看，分为直接调制式发信机（使用微波调相
器）和变频式发信机。中小容量的数字微波（480路以下）设备可以用前一种方案
。而中大容量的数字微波设备大多数采用变频式发信机，这是因为这种发信机的数
字基带信号调制是在中频上实现的，可得到较好的调制特性和较好的设备兼容性。


　　下面以一种典型的变频式发信机为例加以说明，如图所示。



变频式发信机方框图



　　由调制机或收信机送来的中频已调信号经发信机的中频放大器放大后，送到发
信混频器，经发信混频，将中频已调信号变为微波已调信号。由单向器和滤波器取
出混频后的一个边带（上边带或下边带）。由功率放大器把微波已调信号放大到额
定电平，经分路滤波器送往天线。



　微波功放及输出功放多采用场效应晶体管功率放大器。为了保证末级的线性工作
范围，避免过大的非线性失真，常用自动电平控制电路使输出维持在一个合适的电
平。

　　公务信号是采用复合调制方式传送的，这是目前数字微波通信中采用的一种传
递方式。它是把公务信号通过变容器实现对发信本振浅调频的。可见这种调制方式
设备简单，在没有复用设备的中继站也可以上、下公务信号。

性能指标 

　　· 工作频段 

　　从无线电频谱的划分来看，我们把频率为0.3GHz~300GHz的射频称为微波频率
。目前使用的范围只有1GHz~40GHz，工作频率越高，越能获得较宽的通频带和较大
的通信容量。也可以得到更尖锐的天线方向性和天线增益。但是，当频率较高时，
雨、雾及水蒸气对电波的散射或吸收衰耗增加，造成电波衰落和收信电平下降。这
些影响对12GHz以上的频段尤为明显，甚至随频率的增加而急剧增加。

　　目前我国基本使用2、4、6、7、8、11GHz频段。其中2、4、6GHz频段因电波传
播比较稳定，故用于干线微波通信，而支线或专用网微波通信常用2、7、8、
11GHz。当然，对频率的使用，还要经申请，由上级主管部门和国家无线电管理委
员会批准才行。

　　· 输出功率 

　　输出功率是指发信机输出端口处功率的大小。输出功率的确定与设备的用途、
站距、衰落影响及抗衰落方式等因素有关。由于数字微波的输出比模拟微波有较好
的抗干扰性能，故在要求同样的通信质量时，数字微波的输出功率可以小些。当用
场效应晶体管功率放大器作末级输出时，一般为几十毫瓦到1瓦左右。

　　· 频率稳定度 

　　发信机的每个波道都有一个标称的射频中心工作频率，用f0表示。工作频率的
稳定度取决于发信本振源的频率稳定度。设实际工作频率与标称工作频率的最大偏
差值为Δf, 则频率稳定度的定义为
（3-1）
式中 为频率稳定度。

　　对于采用PSK调制方式的数字微波通信系统而言，若发信机工作频率不稳，即
有频率漂移，将使解调的有效信号幅度下降，误码率增加。对于PSK调制方式，要
求频率稳定度为1×10-5~5×10-6。

　　发信本振源的频率稳定度与本振源的类型有关。近年来由于微波介质稳频振荡
源可以直接产生微波频率，并具有电路简单、杂波干扰及热噪声较小的优点，所以
正在被广泛采用，其自身的频率稳定度可达到1×10-5~2×10-5左右。当用公务信
号对介质稳频振荡源进行浅调制时，其频率稳定度会略有下降。对频率稳定度要求
较高或较严格时，例如（1~5）×10-6，可采用脉冲抽样锁相振荡源等形式的本振
源。

　　除上述三项主要指标外，对发信机还有其他一些细节的技术要求，这里不再详
述。

设备组成

　　数字微波的收信设备和解调设备组成了收信系统，这里所讲的收信设备只包括
射频和中频两部分。目前收信设备都采用外插式收信方案，如图所示。


　　　　　　　　　　 

外差式收信机方框图


　　上图是一个有空间分集接收的收信设备组成方框图，分别来自上天线和下天线
的直射波和经过各种途径（多径传播）到达接收点的电波，经过两个相同的信道，
带通滤波器、噪声放大器、抑镜滤波器、收信混频器、前置中放，然后进行合成，
再经主中频放大器后输出中频已调信号。 



一种镜像抑制滤波器


　　本方框图中画出的是最小振幅偏差合成分集接收方式。下天线的本机振荡源是
由中频检出电路的控制电压对移相器进行相位控制的，以便抵消上、下天线收到多
径传播的干涉波（反射波和折射波），改善带内失真，获得最好的抗多径衰落效果
。 



一种微波低噪声放大器



　　为了更好的改善因多径衰落造成的带内失真，在性能较好的数字微波收信机中
还要加入中频自适应均衡器，使它与空间分集技术配合使用，可最大限度地减少通
信中断的时间。 
　　图中的低噪声放大是砷化镓场效应晶体管（FET）放大器，这种放大器的低噪
声性能很好，并能使整机的噪声系数降低。 
　　由于FET放大器是宽频带工作的，所以其输出信号的频率范围很宽，因此在
FET放大器的前面要加带通滤波器，其输出要加装抑镜像干扰的抑镜滤波器，要求
对镜象频率噪声的抑制度为13~20dB以上。


　　性能指标（一）

　　· 工作频率 

　　收信机是与发信机配合工作的，对于一个中继段而言，前一个微波站的发信频
率就是本收信机同一波导的收信频率，频段的使用参见前面有关发信设备主要性能
指标中的内容。 

　　· 收信本振的频率稳定度 

　　接收的微波射频的频率稳定度是由发信机决定的。但是收信机输出的中频是收
信本振与收信微波射频进行混频的结果，所以若收信本振偏离标称较多，就会使混
频输出的中频偏离标称值。这样，就使中频已调信号频谱的一部分不能通过中频放
大器，造成频谱能量的损失，导致中频输出信噪比下降，引起信号失真，使误码率
增加。 

　　对收信本振频率稳定度的要求与发信设备基本一致，通常要求（1~2）×10-5
，要求较高者为（1~5）×10-6。

　　收信本振频率常采用同一方案，是两个独立的振荡源，收信本振的输出功率往
往比发信本振要小些。 

　　· 噪声系数 

　　数字微波收信机的噪声系数一般为3.5~7dB，比模拟微波收信机的噪声系数小
5dB左右。噪声系数是衡量收信机热噪声性能的一项指标，它的基本定义为： 

　　在环境温度为标准室温（17℃）、一个网络（或收信机）输入与输出端在匹配
的条件下，噪声系数NF等于输入端的信噪比与输出端的信噪比的比值，记作 
　　　　（3-2）
　　设网络的增益系数为 ，输出端的噪声功率是输入端的噪声功率（被放大G倍）
与网络本身产生的噪声功率两部分组成的，可写为

　用上面的关系式，可把公式（3-2）改写为 
　　　　（3-3）
　　由公式（3-3）可以看出，网络（或收信机）的噪声系数最小值为1（合0dB）
。NF= 1，说明网络本身不产生热噪声，即 =0，其输出端的噪声功率仅由输出端的
噪声源所决定。 

　　实际的收信机不可能NF= 1，即NF> 1。式（3-3）说明，收信机本身产生的热
噪声功率越大， 值越大。收信机本身的噪声功率要比输入端的噪声功率经放大 倍
后的值还要大很多，根据噪声系数的定义，可以说 是衡量收信机热噪声性能的一
项指标。 

　　在工程上微波无源损耗网络（例如馈线和分路系统的波导元件）的噪声系数在
数值上近似于其真相传输损耗。对图所示的收信机（是由多级网络组成的），在
FET放大器增益较高时，其整机的噪声系数可近似为 
（3-4）
式中 为输入带通滤波器的传输损耗；
　　 为FET放大器的噪声系数。 
　　假设分路带通滤波器的传输损耗为1dB，FET放大器的噪声系数为1.5~2.5dB，
则数字微波收信机噪声系数的理论值仅为3.5dB，考虑到使用时的实际情况，较好
的数字微波收信机的噪声系数为3.5~7dB。


性能指标（二）


　　· 通频带 

　　收信机接收的已调波是一个频带信号，即已调波频谱的主要成份要占有一定的
带宽。收信机要使这个频带信号无失真地通过，就要具有足够的工作频带宽度，这
就是通频带。通频带过宽，信号的主要频谱成分当然都会无失真地通过，但也会使
收信机收到较多的噪声；反之，通频带过窄，噪声自然会减小下来，但却造成了有
用信号频谱成分的损失，所以要合理地选择收信机的通频带和通带的幅频衰减特性
等。经过分析可认为，一般数字微波收信设备的通频带可取传输码元速率为1~2倍
。对于fs = 8.448Mb/s的二相调相数字微波通信设备，可取通频带为13MHz，这个
带宽等于码元速率（二相调相中与比特速率相等）的1.5倍，通频带的宽度是由中
频放大器的集中滤波器予以保证的。

　　· 选择性 

　　对某个波道的收信机而言，要求它直接受本波道的信号，对邻近波道的干扰、
镜象频率干扰及本波道的收、发干扰等要有足够大的抑制能力，这就是收信机的选
择性。

　　收信机的选择性是用增益-频率（G~f）特性表示的。要求在通频带内增益足够
大，而且G~f特性平坦；通频带外的衰减越大越好；通带与阻带之间的过渡区越窄
越好。

　　收信机的选择性是靠收信混频之前的微波滤波器和混频后中频放大器的集中滤
波器来保证的。

　　· 收信机的最大增益 

　　天线收到的微波信号经馈线和分路系统到达收信机。由于受衰落的影响，收信
机的输入电平在随时变动。要维持解调机正常工作，收信机的主中放输出应达到所
要求的电平，例如要求主中放在75Ω负载在输出250mV（相当于-0.8dBm）。但是收
信机的输入端信号是很微弱的，假设其门限电平为-80dBm，则此时收信机输出与输
入的电平差就是收信机的最大增益。对于上面给出的数据，其最大增益为79.2dB。


　　这个增益值要分配到FET低噪声放大器、前置中放和主中放各级放大器，是由
它们的增益之和达到的。

　　· 自动增益控制范围 

　　以自由空间传播条件下的收信电平为基准，当收信电平高于基准电平时，称为
上衰落；低于基准电平时，称为下衰落。假定数字微波通信的上衰落为+5dB，下衰
落为-40dB，其动态范围（即收信机输入电平变化范围）为45dB。当收信电平变化
时，若仍要求收信机的额定输出电平不变，就应在收信机的中频放大器内设有自动
增益控制（AGC）电路，使之当收信电平下降时，中放增益随之增大；收信电平增
大时，中放增益随之减小。根据上面假定的数据，本例中AGC范围就应为45dB。

　　微波中继通信属于无线通信方式，其无线电波的收和发是由天线来完成的。即
微波发信机输出的信号通过馈线（同轴电缆或波导）送至天线，由天线向对端发射
无线电磁波，或由天线接收对方发射来的无线电磁波，并通过馈线送往微波收信机
。由此可见，微波天馈线系统是构成微波通信系统的一个重要组成部分。 


 


微波系统的天线介绍


　　天线的主要特性（一）

　　天线是微波收发信设备的"出入口"，它既要将发信机的微波沿着指定的方向放
射出去，同时还要接受对方传来的电磁波并送到微波收信机。因此，天线性能的好
坏将直接影响到整个微波通信系统的正常运行。这里我们将对天线的性能指标及要
求作一介绍。

· 天线的方向性 

　　通常一副天线向各个方向辐射电磁波的能力是不同的，它沿各个方向辐射电磁
能量的强弱可用天线的方向系数来表示。所谓天线的方向系数是指在某点产生相等
电场强度的条件下，无方向性天线总辐射功率PF0与定向天线总辐射功率PF的比值
，常用"D"来表示，即



天线方向性图


（3-4）

　　不难想象，定向天线沿各个方向辐射的电场强度是不相同的，因而定向天线的
方向系数也将随着观测点的位置不同而有所不同。其中方向系数最大的地方，即辐
射增强的方向，称主射方向。通常人们用天线的方向图来表示天线对各个方向的方
向系数大小，如图所示。由图可以看出，天线的方向性图像象花朵的叶瓣，各叶瓣
称为方向叶。处于主射方向的方向叶称为主叶，处于主叶反方向位置的方向叶称为
后叶，其他方向的方向叶统称为副叶。显然主叶的宽度越窄，说明天线的方向性也
好。天线方向性的好坏，工程上常采用半功率角和零功率角两个参量来表示。所谓
半功率角是指主叶瓣上场强为主射方向场强的1/√2= 0.707时（即功率下降1/2时
），两个方向间的夹角，即为"2θ0.5"；所谓零功率角是指偏离主射方向最近的两
个零射方向（辐射场强为零的方向）之间的夹角，记为"2θ0"。半功率角和零功率
角越小，表示主叶瓣的宽度越窄，说明天线的方向性越好。

　　一副方向性良好的天线，除了必须具备上述具有较小的半功率角和零功率角外
，还应该包括后叶瓣和副叶瓣尽可能小，以减小可能出现的窜扰。 

· 天线增益 

　　所谓天线增益是指天线将发射功率往某一指定方向发射的能力。天线增益定义
为：取定向天线主射方向上的某一点，在该点场强保持不变的情况下，此时用无方
向性天线发射时天线所需的输入功率Pi0，与采用定向天线时所需的输入功率Pi之
比称为天线增益，常用"Ｇ" 表示。即
（3-5）

　　根据天线增益的定义，天线增益可以理解为：为了使在观察点获得相等的电磁
波功率密度，具有方向性天线所需的发射功率要比无方向性天线所需的发射功率小
G倍。

　　另外天线具有互易性，即一副同样的天线既可以作为发射天线，也可以作为接
收天线，因此从天线接收的角度看，天线增益也可以用定向天线的有效接收面积
Ae与各向同性（无方向性）天线的有效接收面积A0之比来表示，即
（3-6）

　　必须指出，天线性能指标中给出的天线增益以及通常人们所说的天线增益都是
指辐射场强为最大主射方向时的天线增益。然而当天线的主射方向偏离接收方向时
，其实际的增益将随偏离程度的不同而变化。总之天线的增益反映了定向天线对某
一方向辐射电磁波或接收电磁波的能力。因此一副高增益的定向天线可以降低对微
波发信机输出功率的要求和提高微波接收机的接收灵敏度。

· 天线的效率 

　　天线本身是一种无源器件，就其对传输而言存在一定的损耗。这种损耗通常用
天线的效率来衡量。所谓天线效率就是指天线的辐射功率PF与输入功率Pi之比。常
用"η"来表示，
即 （3-7）

　　将式（3-7）与式（3-4）、式（3-5）比较可以得出天线方向系数D、天线增益
G和天线效率η之间的关系为

理想点天线源没有损耗，即Pi0=PF0 。因此得
G=η·D　　　　　（3-8）


· 天线的防卫度 

　　天线的防卫度分天线后向防卫度和天线正交防卫度。天线后向防卫度是指天线
主射方向的辐射场强Ｅ0与后向辐射场强E180°的比值，用"Ｌ180°"表示，即


　　天线正交防卫度是指天线主射方向的辐射场强Ｅ0与偏离主射方向90°方向上
辐射场强E90°的比值，用"Ｌ180°"表示，即

　　天线防卫度反映了主射方向的辐射场强对偏离其90°和180°方向上的串扰影
响大小，防卫度越高其扰越小。 
　　　　　
　　天线为什么这么灵

　　目前在微波通信中常用的天线主要有两种，即抛物面天线和卡塞格伦天线。它
们具有天线方向性好、增益高、损耗低的特点。

　　· 抛物面天线 

　　抛物面天线由旋转抛物面和辐射源（馈源）两部分组成，其结构类似于探照灯
，它是利用放置在抛物面焦点处的辐射源发射出的球面波，经抛物面反射形成定向
的平面波束射向空间。图（ａ）为抛物面天线的结构图。根据几何学原理，其工作
原理如下：



抛物线天线的结构图



　　抛物面的方程可由下式表示
　　（3-9）
式中 f --焦距，即焦点F到抛物面顶点的距离。

　　由于旋转抛物面具有对称性，因此我们只需研究 平面内的情况，此时式（
3-9）可写成抛物线方程
　　　　（3-10）

　　它可用图（b）表示。假设P为抛物线上的任意一点，过P点作平行ｚ轴的直线
，过焦点F作平行于ｘ轴的直线，两者交于M点。作P点处法线PS，则PS与PM的夹角
为θ1，PF与OF的夹角为θ0。只要证明θ0=2θ1 ，即FP与PS之间的夹角也为θ1，
就可以得出PM为FP的反射线。

　　抛物线上P点处的斜率为 
即 
亦即 
根据三角函数关系有 
由图中可知 
由此可以得出 
根据这一结果可以得出，PM即为FP的反射线。进一步推算有

则 

　　也就是说， 长与P点的位置无关，这说明MF平面是一个等相位面。因此抛物面
天线发射出的电磁波在 方向是一个平面波。 

　　通过以上分析可以得出，当信号的辐射源位于抛物面天线的焦点上时，有辐射
器发射的电磁波经抛物面反射后产生一个高方向性的波束。 
　　　　　
卡塞格伦天线（一）

　　卡塞格伦天线是另一种在微波通信中常用的天线，它是从抛物线演变而来的。
卡塞格伦天线由三部分组成，即主反射器、副反射器和辐射源。其中主反射器为旋
转抛物面，副反射面为旋转双曲面。在结构上，双曲面的一个焦点与抛物面的焦点
重合，双曲面焦轴与抛物面的焦轴重合，而辐射源位于双曲面的另一焦点上，如下
图所示。它是由副反射器对辐射源发出的电磁波进行的一次反射，将电磁波反射到
主反射器上，然后再经主反射器反射后获得 方向的平面波波束，以实现定向发射
。卡塞格伦天线的工作原理如下。





卡塞格伦天线工作原理

　　当辐射器位于旋转双曲面的实焦点F1处时，由F1发出的射线经过双曲面反射后
的射线，就相当于由双曲面的虚焦点直接发射出的射线。因此只要是双曲面的虚焦
点与抛物面的焦点相重合，就可使副反射面反射到主反射面上的射线被抛物面反射
成平面波辐射出去。 





卡塞格伦天线

　　卡塞格伦天线相对于抛物面天线来讲，它将馈源的辐射方式由抛物面的前馈方
式改变为后馈方式，这使天线的结构较为紧凑，制作起来也比较方便。另外卡塞格
伦天线可等效为具有长焦距的抛物面天线，而这种长焦距可以使天线从焦点至口面
各点的距离接近于常数，因而空间衰耗对馈电器辐射的影响要小，使得卡塞格伦天
线的效率比标准抛物面天线要高。 

双曲线反射的几何关系





　　双曲线反射的几何关系如图所示。图中点划线为双曲面的渐进线，由几何知识
可知，双曲面有两个焦点F1和F2，双曲面上的任何一点到两焦点的距离之差为常数
。一个旋转双曲面的函数可以用下式表示：





其中双曲面的两顶点长度为2a，即y=0时，x=±a；±b为渐进线上当x =±a时的y值
。
　　根据双曲面的几何关系，双曲面的两焦点距离，即焦距Fc满足

　　设P（ｘ0,ｙ0）为双曲面上的任意一点，则该点的切线方程为

　　现只要证明夹角F1PF2被切线平分，即α=β，也就验证了F2P的延长线即为射
线F1P的反射线。


　　由上图不难得出直线F2P的斜率为

直线F1P的斜率为

切线的斜率为

则

　　由此得出，α=β，即由F1发出的射线经过双曲面反射后就相当于从F2发出的
射线。可见，卡塞格伦天线是采用馈源加副反射面来代替原抛物面天线的馈源，而
性能则与抛物面天线一样。 


　　微波馈线系统（一）

　　馈线系统是指连续微波收、发信设备与天线的微波传输线和有关的微波器件。
传输线及有关的微波器件可为同轴线型或波导型。在3GHz 以下的微波系统大多采
用同轴型馈线，而3GHz以上则大多数采用波导型馈线。这里将要介绍馈线系统中所
涉及的微波器件。 

· 阻抗变换器 

　　阻抗变换器的作用是解决微波传输线与微波器件之间匹配的，在通常情况下，
同轴传输线的阻抗为75Ω，而与馈线相连的极化分离器和波道滤波器的输入输出阻
抗为50Ω。为使其阻抗匹配，需采用阻抗变换器进行匹配。常用的同轴线阻抗变换
器有直线渐变式和阶梯式两种。



直线渐变式阻抗变换器结构剖视图


　　直线式渐变阻抗变换器的结构纵剖面如图所示，在两端不同阻抗的同轴线之间
，用外导体的内径直线连续渐变的方式进行阻抗变换。同轴线的特性阻抗与内外导
体的几何尺寸有关，即 
（3-11）
式中μ--导磁系数；
　　ε--介电常数。 

　　可见，当内导体外径d固定时，同轴线特性阻抗Ｚ。与外导体内径Ｄ成对数正
比。因此适当选择外导体的内径，就可以达到阻抗匹配的目的。假设内导体外径固
定为d=7mm。当左端外导体的内径Ｄ1=24mm时，由上式可得其特性阻抗Ｚc1=75Ω；
而右端外导体的内径取Ｄ2=16mm时，可得其特性阻抗Ｚc1=50Ω。 

　　阶梯式阻抗变换器的结构纵剖面如上图所示。在两端不同阻抗的同轴线之间，
使用了两节长度分别为1/4波长，外导线内径呈阶梯变化，而内导体外径不变的同
轴线。 
　　　　　 
　　1/4波长的传输线有其特殊性。我们知道，传输线的输入阻抗与其长度有关，
假设传输线的长度为 l 相位常数为α，特性阻抗为Zc，负载为Zo，则该传输线的
输入阻抗为




 
阶梯式阻抗变换器结构剖面图


　　假设图中的阶梯式阻抗变换器其两节1/4波长同轴线外导体内径分别为D1和D2
，相应的特性阻抗分别为Zc1和Zc2。且左端第一节1/4同轴线的输入阻抗与输入端
所接同轴电缆的阻抗相匹配，即Zi1=Z1=75Ω。而第二节1/4一波长同轴线的输出阻
抗与输出端所接同轴电缆的阻抗相匹配，即Zo2=Zo2=50Ω。同时为使两节1/4同轴
线之间匹配，应有第一节1/4波长同轴线的输出阻抗等于第二节的特性阻抗，而第
二节1/4波长同轴线的输入阻抗等于第一节的特性阻抗，即Zo1=Zc2、Zi1=Zc1。因
此可建立以下联立式 

　　将Zc1=65Ω、Zc2=57Ω以及d=7mm，带入公式（3-11）可计算的D1和D2，即阶
梯式阻抗变换器中两节1/4波长同轴线的外导体内径大小。 

　　· 收发共用器 

　　每一个微波站的设备都有接收和发送两套系统，为了节省设备，常使收发系统
共用一副天线，这就需要用收发共用器来实现。通常的收发公用器有环行器和极化
分离器两种类型。 

　　采用环行器的收发公用器

　　如下图所示为采用环行器的收发公用器的基本结构图。通常这类公用器应用在
收发采用同一频段两个不同波道的设备中。收信和发信频率信号可利用环行器分隔
开。根据环行器的工作原理，当环行器的三个端口都匹配时，由发信机输出的信号
将右环行器的1端口进入，从2端口输出至天线，而不会由3端口输出进入接收设备
；同样，由天线接收的信号从环行器的2端口进入，由3端口输出到接收设备，而不
会从1端口输出到发信侧。从而实现收发公用一副天线，且收发通道之间是相互隔
离的。 

　　在实际应用中，由于环行器的隔离性能一般只有20~30dB，为了进一步减小收
发之间的相互串扰，通常在环行器与收发信机之间分别接入一个以该路频率为中心
频率的带通滤波器。该滤波器应具有较高的选择性。 



采用环行器构成的收发共用器方框图


　　采用极化分离器的收发公用器 

　　下图给出了采用极化分离器收发公用器的结构图。这种方法是利用无线电波的
极化特性，将收发信微波处理成相互正交的不同极化形式电磁波，利用其正交性来
实现收发信号之间的隔离。如发信信号采用水平极化（和垂直极化），而收信信号
则采用垂直极化（或水平极化）。 



采用极化分离器的收发公用器方框图


　　极化分离器的基本结构如下图所示。图中为圆波导型极化分离器，其中一端接
天线，另一端短路，与馈线相接的两个同轴接口相互垂直，在两接口之间安置有一
块金属极化去耦板，有些在接口1、2相对应的波导壁上加有匹配调谐螺钉。



极化分离器


　　我们知道，在同轴线中传播的电波是横电磁波。其电场方向与同轴线内导体垂
直；而在圆波导中的电场方向必须与圆波导内壁垂直。当微波信号由同轴线接口激
发圆波导时，根据理想金属表面电场分布边界条件，只有垂直分量存在，因此在圆
波导内的电场必定与同轴线内导体平行。这样在圆波导上开设的同轴线接口1和2相
互垂直，它们产生的电场在圆波导内也必然垂直，如上图所示。

　　同理，以圆波导中的电场耦合到同轴线接口时，也只有与同轴线内导体平行的
电场才能输入至同轴线。因此若水平端口1接发信信号，垂直端口接收信信号，则
发信输出微波信号在圆波导中激发产生水平电场E=，其方向与垂直端口2的同轴线
内导体垂直，故发信信号不会进入到接收通道而只能先天献策传输。而从天线接收
到的垂直极化信号进入极化分离器后，在圆波导中只能激励出垂直电场 ，其方向
与水平端口1的同轴线内导体垂直，因此收信信号不会进入发信端口1，而只能送入
垂直的收信端口2。



圆波导内电场分布


　　极化分离器中的去耦板是为了进一步减小两不同极化信号之间的相互串扰。极
化分离器图中去耦板为水平放置。根据金属的边界条件，由于水平极化波的电场方
向与去耦板相平行，因此不能通过去耦板，而垂直极化波则可以通过去耦板。因此
发信端口1输出的水平极化信号将被去耦板隔离而不会传到接收端口2，从而进一步
提高了收发信号之间的隔离度。

　　值得一提的是，发信往往接在去耦板与天线之间的端口，即图中的1口，而不
接在2口，这是因为发信信号要比收信信号强得多，因此发在1口可以利用去耦板进
行阻挡，而起到减小发信信号对收信的干扰；若放置在2则去耦板将起不到阻挡的
作用。当然若要获得垂直极化的发信信号，而发信仍接在端口1，只需将极化分离
器旋转90°即可。

　　另外，为了消除极化分离器短路侧的反射影响，极化分离器中应使端口2至短
路侧的距离为信号中心频率的1/4波长。此时在端口2等效的输入阻抗为 ，因而信
号的能量将不会向极化分离器的短路侧传输。

　　· 多波导公用路 

　　一条微波线路通常允许多个波道同时工作，为了使同一方向上的多个波道实现
公用一副天线，就得在各波道收发信机与馈线之间接入多波导公用器。目前的多波
道共用器大多采用分、并波道滤波器。分波道滤波器用于收信，其作用是将天线接
收到的多波道信号分离，送往各波道相应的接收设备；并波道滤波器则用于将各波
道发信设备输出的信号进行合并送往天线。如下图所示。

　　分、并波道滤波器在应用上是可逆的，因此统称为分波道滤波器。分波道滤波
器一般由环形器和微波滤波器组成。其滤波器可以为波导型、同轴型或微带型等。
一般情况下，使用滤波器较低时常采用同轴型，而较高时，常采用波导型或微带型
。以收信为例，分波道滤波器的工作过程如下：

　　下图中的F1、E2…分别为带通滤波器，其等于波道的中心频率。由天线接收到
包含的多波道信号送到第一个环形器的①口，并从②口输出，这时信号第一波道信
号可从带通滤波器F1通过，被第一波道的收信机接收，而其它波道信号被反射回第
一个环形器的②口，并经此环形器从③口输出。当这些信号经过第二个环形器时，
以同样的方式将送到第二波道的收信机，而将其余的信号反射回继续传向下一个环
形器。这样余下频率成分信号均以同样的方法逐个被送到各自的收信机中，从而完
成了分波道的作用。



用分、并波道滤波器构成的多波道公用器


　　在分波道滤波器的使用上，要求在通带内插入损耗尽可能小，群时延要求平坦
，而带外的截止特性较陡。常用的分波道滤波器有契比雪夫型滤波器和线性相位滤
波器。契比雪夫型滤波器的滤波性能较好，但群时延特性起伏比较大，常用于对时
延无严格限制的场合。而线性相位滤波器利用契比雪夫多项式的函数组合，其幅频
特性既具有原契比雪夫型滤波器的特点，还具有相位特性线性化的特点。 （中国
科技博览）


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