Embedded 版 (精华区)

发信人: freesky (往事随风), 信区: Embedded_system
标  题: RF产品设计过程中降低信号耦合的PCB布线技巧
发信站: 哈工大紫丁香 (2003年03月07日19:37:30 星期五), 站内信件

RF产品设计过程中降低信号耦合的PCB布线技巧
上网时间：2001年03月
新一轮蓝牙设备、无绳电话和蜂窝电话需求高潮正促使中国电子工程师越来越关注RF电
路设计技巧。RF电路板的设计是最令设计工程师感到头疼的部分，如想一次获得成功，
仔细规划和注重细节是必须加以高度重视的两大关键设计规则。 射频(RF)电路板设计由
于在理论上还有很多不确定性，因此常被形容为一种"黑色艺术"，但这个观点只有部分
正确，RF电路板设计也有许多可以遵循的准则和不应该被忽视的法则。不过，在实际设
计时，真正实用的技巧是当这些准则和法则因各种设计约束而无法准确地实施时如何对
它们进行折衷处理。 当然，有许多重要的RF设计课题值得讨论，包括阻抗和阻抗匹配、
绝缘层材料和层叠板以及波长和驻波，不过，本文将集中探讨与RF电路板分区设计有关
的各种问题。 今天的蜂窝电话设计以各种方式将所有的东西集成在一起，这对RF电路板
设计来说很不利。现在业界竞争非常激烈，人人都在找办法用最小的尺寸和最小的成本
集成最多的功能。模拟、数字和RF电路都紧密地挤在一起，用来隔开各自问题区域的空
间非常小，而且考虑到成本因素，电路板层数往往又减到最小。令人感到不可思议的是
，多用途芯片可将多种功能集成在一个非常小的裸片上，而且连接外界的引脚之间排列
得又非常紧密，因此RF、IF、模拟和数字信号非常靠近，但它们通常在电气上是不相干
的。电源分配可能对设计者来说是一个噩梦，为了延长电池寿命，电路的不同部分是根
据需要而分时工作的，并由软件来控制转换。这意味着你可能需要为你的蜂窝电话提供
5到6种工作电源。 RF布局概念 在设计RF布局时，有几个总的原则必须优先加以满足：
 1. 尽可能地把高功率RF放大器(HPA)和低噪音放大器(LNA)隔离开来，简单地说，就是
让高功率RF发射电路远离低功率RF接收电路。如果你的PCB板上有很多物理空间，那么你
可以很容易地做到这一点，但通常元器件很多，PCB空间较小，因而这通常是不可能的。
你可以把他们放在PCB板的两面，或者让它们交替工作，而不是同时工作。高功率电路有
时还可包括RF缓冲器和压控制振荡器(VCO)。 2.  确保PCB板上高功率区至少有一整块地
，最好上面没有过孔，当然，铜皮越多越好。稍后，我们将讨论如何根据需要打破这个
设计原则，以及如何避免由此而可能引起的问题。 3. 芯片和电源去耦同样也极为重要
，稍后将讨论实现这个原则的几种方法。 4. RF输出通常需要远离RF输入，稍后我们将
进行详细讨论。 5.   敏感的模拟信号应该尽可能远离高速数字信号和RF信号。 如何进行
分区？ 设计分区可以分解为物理分区和电气分区。物理分区主要涉及元器件布局、朝向
和屏蔽等问题；电气分区可以继续分解为电源分配、RF走线、敏感电路和信号以及接地
等的分区。 首先我们讨论物理分区问题。元器件布局是实现一个优秀RF设计的关键，最
有效的技术是首先固定位于RF路径上的元器件，并调整其朝向以将RF路径的长度减到最
小，使输入远离输出，并尽可能远地分离高功率电路和低功率电路。 最有效的电路板堆
叠方法是将主接地面(主地)安排在表层下的第二层，并尽可能将RF线走在表层上。将RF
路径上的过孔尺寸减到最小不仅可以减少路径电感，而且还可以减少主地上的虚焊点，
并可减少RF能量泄漏到层叠板内其他区域的机会。 在物理空间上，像多级放大器这样的
线性电路通常足以将多个RF区之间相互隔离开来，但是双工器、混频器和中频放大器/混
频器总是有多个RF/IF信号相互干扰，因此必须小心地将这一影响减到最小。RF与IF走线
应尽可能走十字交叉，并尽可能在它们之间隔一块地。正确的RF路径对整块PCB板的性能
而言非常重要，这也就是为什么元器件布局通常在蜂窝电话PCB板设计中占大部分时间的
原因。 在蜂窝电话PCB板上，通常可以将低噪音放大器电路放在PCB板的某一面，而高功
率放大器放在另一面，并最终通过双工器把它们在同一面上连接到RF端和基带处理器端
的天线上。需要一些技巧来确保直通过孔不会把RF能量从板的一面传递到另一面，常用
的技术是在两面都使用盲孔。可以通过将直通过孔安排在PCB板两面都不受RF干扰的区域
来将直通过孔的不利影响减到最小。 有时不太可能在多个电路块之间保证足够的隔离，
在这种情况下就必须考虑采用金属屏蔽罩将射频能量屏蔽在RF区域内，但金属屏蔽罩也
存在问题，例如：自身成本和装配成本都很贵； 外形不规则的金属屏蔽罩在制造时很难
保证高精度，长方形或正方形金属屏蔽罩又使元器件布局受到一些限制；金属屏蔽罩不
利于元器件更换和故障定位；由于金属屏蔽罩必须焊在地上，必须与元器件保持一个适
当距离，因此需要占用宝贵的PCB板空间。 尽可能保证屏蔽罩的完整非常重要，进入金
属屏蔽罩的数字信号线应该尽可能走内层，而且最好走线层的下面一层PCB是地层。RF信
号线可以从金属屏蔽罩底部的小缺口和地缺口处的布线层上走出去，不过缺口处周围要
尽可能地多布一些地，不同层上的地可通过多个过孔连在一起。 尽管有以上的问题，但
是金属屏蔽罩非常有效，而且常常还是隔离关键电路的唯一解决方案。 此外，恰当和有
效的芯片电源去耦也非常重要。许多集成了线性线路的RF芯片对电源的噪音非常敏感，
通常每个芯片都需要采用高达四个电容和一个隔离电感来确保滤除所有的电源噪音(见图
1)。 最小电容值通常取决于其自谐振频率和低引脚电感，C4的值就是据此选择的。C3和
C2的值由于其自身引脚电感的关系而相对较大一些，从而RF去耦效果要差一些，不过它
们较适合于滤除较低频率的噪声信号。电感L1使RF信号无法从电源线耦合到芯片中。记
住：所有的走线都是一条潜在的既可接收也可发射RF信号的天线，另外将感应的射频信
号与关键线路隔离开也很必要。 这些去耦元件的物理位置通常也很关键，图2表示了一
种典型的布局方法。这几个重要元件的布局原则是：C4要尽可能靠近IC引脚并接地，C3
必须最靠近C4，C2必须最靠近C3，而且IC引脚与C4的连接走线要尽可能短，这几个元件
的接地端(尤其是C4)通常应当通过下一地层与芯片的接地引脚相连。将元件与地层相连
的过孔应该尽可能靠近PCB板上元件焊盘，最好是使用打在焊盘上的盲孔以将连接线电感
减到最小，电感应该靠近C1。 一块集成电路或放大器常常带有一个开漏极输出，因此需
要一个上拉电感来提供一个高阻抗RF负载和一个低阻抗直流电源，同样的原则也适用于
对这一电感端的电源进行去耦。有些芯片需要多个电源才能工作，因此你可能需要两到
三套电容和电感来分别对它们进行去耦处理，如果该芯片周围没有足够空间的话，那么
可能会遇到一些麻烦。 记住电感极少并行靠在一起，因为这将形成一个空芯变压器并相
互感应产生干扰信号，因此它们之间的距离至少要相当于其中一个器件的高度，或者成
直角排列以将其互感减到最小。 电气分区原则大体上与物理分区相同，但还包含一些其
它因素。现代蜂窝电话的某些部分采用不同工作电压，并借助软件对其进行控制，以延
长电池工作寿命。这意味着蜂窝电话需要运行多种电源，而这给隔离带来了更多的问题
。电源通常从连接器引入，并立即进行去耦处理以滤除任何来自线路板外部的噪声，然
后再经过一组开关或稳压器之后对其进行分配。 蜂窝电话里大多数电路的直流电流都相
当小，因此走线宽度通常不是问题，不过，必须为高功率放大器的电源单独走一条尽可
能宽的大电流线，以将传输压降减到最低。为了避免太多电流损耗，需要采用多个过孔
来将电流从某一层传递到另一层。此外，如果不能在高功率放大器的电源引脚端对它进
行充分的去耦，那么高功率噪声将会辐射到整块板上，并带来各种各样的问题。高功率
放大器的接地相当关键，并经常需要为其设计一个金属屏蔽罩。 在大多数情况下，同样
关键的是确保RF输出远离RF输入。这也适用于放大器、缓冲器和滤波器。在最坏情况下
，如果放大器和缓冲器的输出以适当的相位和振幅反馈到它们的输入端，那么它们就有
可能产生自激振荡。在最好情况下，它们将能在任何温度和电压条件下稳定地工作。实
际上，它们可能会变得不稳定，并将噪音和互调信号添加到RF信号上。 如果射频信号线
不得不从滤波器的输入端绕回输出端，这可能会严重损害滤波器的带通特性。为了使输
入和输出得到良好的隔离，首先必须在滤波器周围布一圈地，其次滤波器下层区域也要
布一块地，并与围绕滤波器的主地连接起来。把需要穿过滤波器的信号线尽可能远离滤
波器引脚也是个好方法。此外，整块板上各个地方的接地都要十分小心，否则你可能会
在不知不觉之中引入一条你不希望发生的耦合通道。图3详细说明了这一接地办法。  有
时可以选择走单端或平衡RF信号线，有关交叉干扰和EMC/EMI的原则在这里同样适用。平
衡RF信号线如果走线正确的话，可以减少噪声和交叉干扰，但是它们的阻抗通常比较高
，而且要保持一个合理的线宽以得到一个匹配信号源、走线和负载的阻抗，实际布线可
能会有一些困难。 缓冲器可以用来提高隔离效果，因为它可把同一个信号分为两个部分
，并用于驱动不同的电路，特别是本振可能需要缓冲器来驱动多个混频器。当混频器在
RF频率处到达共模隔离状态时，它将无法正常工作。缓冲器可以很好地隔离不同频率处
的阻抗变化，从而电路之间不会相互干扰。 缓冲器对设计的帮助很大，它们可以紧跟在
需要被驱动电路的后面，从而使高功率输出走线非常短，由于缓冲器的输入信号电平比
较低，因此它们不易对板上的其它电路造成干扰。 还有许多非常敏感的信号和控制线需
要特别注意，但它们超出了本文探讨的范围，因此本文仅略作论述，不再进行详细说明
。 压控振荡器(VCO)可将变化的电压转换为变化的频率，这一特性被用于高速频道切换
，但它们同样也将控制电压上的微量噪声转换为微小的频率变化，而这就给RF信号增加
了噪声。总的来说，在这一级以后你再也没有办法从RF输出信号中将噪声去掉。那么困
难在哪里呢？首先，控制线的期望频宽范围可能从DC直到2MHz，而通过滤波来去掉这么
宽频带的噪声几乎是不可能的；其次，VCO控制线通常是一个控制频率的反馈回路的一部
分，它在很多地方都有可能引入噪声，因此必须非常小心处理VCO控制线。 要确保RF走
线下层的地是实心的，而且所有的元器件都牢固地连到主地上，并与其它可能带来噪声
的走线隔离开来。此外，要确保VCO的电源已得到充分去耦，由于VCO的RF输出往往是一
个相对较高的电平，VCO输出信号很容易干扰其它电路，因此必须对VCO加以特别注意。
事实上，VCO往往布放在RF区域的末端，有时它还需要一个金属屏蔽罩。 谐振电路(一个
用于发射机，另一个用于接收机)与VCO有关，但也有它自己的特点。简单地讲，谐振电
路是一个带有容性二极管的并行谐振电路，它有助于设置VCO工作频率和将语音或数据调
制到RF信号上。 所有VCO的设计原则同样适用于谐振电路。由于谐振电路含有数量相当
多的元器件、板上分布区域较宽以及通常运行在一个很高的RF频率下，因此谐振电路通
常对噪声非常敏感。信号通常排列在芯片的相邻脚上，但这些信号引脚又需要与相对较
大的电感和电容配合才能工作，这反过来要求这些电感和电容的位置必须靠得很近，并
连回到一个对噪声很敏感的控制环路上。要做到这点是不容易的。 自动增益控制(AGC)
放大器同样是一个容易出问题的地方，不管是发射还是接收电路都会有AGC放大器。AGC
放大器通常能有效地滤掉噪声，不过由于蜂窝电话具备处理发射和接收信号强度快速变
化的能力，因此要求AGC电路有一个相当宽的带宽，而这使某些关键电路上的AGC放大器
很容易引入噪声。 设计AGC线路必须遵守良好的模拟电路设计技术，而这跟很短的运放
输入引脚和很短的反馈路径有关，这两处都必须远离RF、IF或高速数字信号走线。同样
，良好的接地也必不可少，而且芯片的电源必须得到良好的去耦。如果必须要在输入或
输出端走一根长线，那么最好是在输出端，通常输出端的阻抗要低得多，而且也不容易
感应噪声。通常信号电平越高，就越容易把噪声引入到其它电路。 在所有PCB设计中，
尽可能将数字电路远离模拟电路是一条总的原则，它同样也适用于RF PCB设计。公共模
拟地和用于屏蔽和隔开信号线的地通常是同等重要的，问题在于如果没有预见和事先仔
细的计划，每次你能在这方面所做的事都很少。因此在设计早期阶段，仔细的计划、考
虑周全的元器件布局和彻底的布局评估都非常重要，由于疏忽而引起的设计更改将可能
导致一个即将完成的设计又必须推倒重来。这一因疏忽而导致的严重后果，无论如何对
你的个人事业发展来说不是一件好事。 同样应使RF线路远离模拟线路和一些很关键的数
字信号，所有的RF走线、焊盘和元件周围应尽可能多填接地铜皮，并尽可能与主地相连
。类似面包板的微型过孔构造板在RF线路开发阶段很有用，如果你选用了构造板，那么
你毋须花费任何开销就可随意使用很多过孔，否则在普通PCB板上钻孔将会增加开发成本
，而这在大批量生产时会增加成本。 如果RF走线必须穿过信号线，那么尽量在它们之间
沿着RF走线布一层与主地相连的地。如果不可能的话，一定要保证它们是十字交叉的，
这可将容性耦合减到最小，同时尽可能在每根RF走线周围多布一些地，并把它们连到主
地。此外，将并行RF走线之间的距离减到最小可以将感性耦合减到最小。 一个实心的整
块接地面直接放在表层下第一层时，隔离效果最好，尽管小心一点设计时其它的做法也
管用。我曾试过把接地面分成几块来隔离模拟、数字和RF线路，但我从未对结果感到满
意过，因为最终总是有一些高速信号线要穿过这些分开的地，这不是一件好事。 在PCB
板的每一层，应布上尽可能多的地，并把它们连到主地面。尽可能把走线靠在一起以增
加内部信号层和电源分配层的地块数量，并适当调整走线以便你能将地连接过孔布置到
表层上的隔离地块。应当避免在PCB各层上生成游离地，因为它们会像一个小天线那样拾
取或注入噪音。在大多数情况下，如果你不能把它们连到主地，那么你最好把它们去掉
。 本文小结 在拿到一张工程更改单(ECO)时，要冷静，不要轻易消除你所有辛辛苦苦才
完成的工作。一张ECO很轻易使你的工作陷入混乱，不管需要做的修改是多么的微小。当
你必须在某个时间段里完成一份工作时，你很容易就会忘记一些关键的东西，更不用说
要作出更改了。 不论是不是"黑色艺术"，遵守一些基本的RF设计规则和留意一些优秀的
设计实例将可帮助你完成RF设计工作。成功的RF设计必须仔细注意整个设计过程中每个
步骤及每个细节才有可能实现，这意味着必须在设计开始阶段就要进行彻底的、仔细的
规划，并对每个设计步骤的工作进展进行全面持续地评估。 来源：printed Circuit D
esign 作者Andy Kowalewski是North Texas Chapter公司总裁，拥有20多年PCB设计经验
，设计领域包括高频、甚高频、超高频通信、雷达和航海导航，目前与NEC美国公司合作
设计蜂窝电话，他还是IPC执行董事，并担任North Texas Chapter公司总裁。
TDMA蜂窝/PCS手机的RF设计
上网时间：2001年04月
本文集中讨论了典型双频TDMA收发器RF部分设计考虑和折衷方案，内容包括：RF规范、
手机模块、接收机规范、结构、设计折衷、寄生响应抑制等多方面，适合(中国)手机设
计工程技术人员阅读。 TIA/EIA/ANSI-136是北美市场上双频时分多址(TDMA)手机的现行
蜂窝/PCS标准。目前该标准已经升级，以便顺利过渡到具备无线数据/话音终端的3G通信
应用。通用无线通讯协会的UWCC136新标准将允许今后的数据手机具备多媒体和无线因特
网接入等功能，这些新增的功能要求更高的数据传输速率和RF带宽。 目前，移动基站中
蜂窝服务的发射频段分配为824.04到848.97MHz，PCS频段为1,850.01 到1,909.95MHz。
移动接收机蜂窝服务的频率范围从869.04 到893.97MHz，PCS频率范围是1,930.05到1,9
89.99MHz。目前RF频道的带宽为30kHz，并有望扩展到200kHz甚至1.6MHz。200kHz带宽就
能够采用8-PSK这样的高阶数字调制方式，从而兼容新一代基于TDMA和EDGE制式的数据通
信手机。 今天，许多TDMA手机具有双频和三频工作模式(蜂窝频段中基于FM的模拟服务
，蜂窝频段和PCS频段中基于PI/4 DQPSK的数字服务)。新的标准针对多频段、多带宽和
多时隙工作方式提出了要求，这使得移动电话和基站的设计更为复杂。成本、外形尺寸
和功耗等三个重要设计变量将大受影响。由于单个手机可能同时拥有蜂窝和PCS频段的频
谱，所以将来针对美国市场设计的手机都要具有双频功能。 主要RF规格 对上述双频手
机，模拟状态下接收灵敏度至少为-116dbm(12db信号+噪音+失真/噪音+失真[SINAD])；
数字状态(静态)下，位错率(BER)为3%时，接收灵敏度为-110dbm。3% BER的最大输入电
平为-25dbm。 四类手机的发射功率电平限定在600mW有效辐射功率(ERP，对半波偶极天
线而言)。误码向量振幅(EVM)是数字调制品质的量化指示。EVM 均方根(RMS)的最大值定
义为12.5%。 相邻信道(fc±30 KHz)/备用频道(fc±60/90 KHz)功率比(ACPR)技术规格
反映了发射机的线性度(fc是预定的RF信道频率)。相邻和备用频道的发射功率电平分别
不应大于-26dBc和-45dBc。 手机模块图 在典型手机的主要功能模块。从硬件方面看，
包括逻辑电路和收发机两个部分。后者是手机的无线部分。 逻辑部分包括一个微处理器
、DSP基带处理器、内存、显示器、电源管理电路和声音编码器。 在发射部分，逻辑电
路把声音按照一定的位率有效地进行模数转换，例如采用位率为7.4kbps的代数编码激励
线性预测[ACELP]算法，转换结果供给信道编码功能模块并为收发机提供数字调制I&Q基
带信号。逻辑电路的接收部分提供信道滤波均衡/解码和ACELP语音解码功能。驻留软件
提供呼叫处理和用户界面功能。  RF模块的要求 RF模块的基本作用是用来自手机基带部
分的模拟和I&Q信号调制高频RF载波，并且解调接收到的模拟和/或经数字调制的RF信号
。典型的双频段RF模块包括四个功能块：前端、接收机、频率合成器和发射机。 从图1
可见双变换接收和发射结构中的双发射路径，双接收路径将RF信号差频为蜂窝和PCS频段
接收部分共用的中频(IF)信号。 天线和前端部分 共用的天线服务于两个频段的接收和
发射部分。为了实现双频工作方式，要对天线增益、辐射模式和共用匹配网络等部分进
行折衷设计。 天线所接收到的信号经由输入分支器的低通滤波部分供蜂窝频段使用，P
CS频段的发射和接收信号则通过分支器的高通滤波部分获得。 分支器将蜂窝频段和PCS
频段分开，而双工器则将蜂窝频段中发射和接收隔离开，从而满足不同频率选择的要求
。在蜂窝频段中双工器的任务包括：当发射机噪音频率位于接收频段时，防止降低全双
重模拟工作模式下接收机的灵敏度；衰减功率放大器(PA)的输出信号以避免低噪声放大
器(LNA)进入增益压缩工作方式；衰减接收机的寄生响应(第一镜频和其它寄生响应)；用
第一混频器LO-RF端口来衰减第一级本振(LO)的馈通；衰减发射机输出谐波和其它寄生信
号。  接收机的选择性与双工器和镜频抑制滤波器的频率特性存在公共部分，要对选通
带宽和插入损耗进行折衷。 PCS接收路径与蜂窝信号的路径不同。它不采用双工器，而
是采用发射/接收(T/R)开关，因为目前PCS频段(非同时接收和发射功能)采用数字半双工
工作模式。今后在数字模式多时隙工作方式的某些操作模式中，将要求同时进行发射和
接收操作，这就要在PCS频段中使用双工器。 接收机规范 接收机采用双变换超外差结构
，其成本低、动态范围大和选择性好。 在不明显降低信噪比(SNR)以及不引入能产生互
调干扰的非线性失真的前提下，LNA将接收到的RF微弱信号增强。图1是具有单步衰减增
益控制的两种不同的LNA，每个频段对应一种。在强信号条件下，增益的衰减可以防止有
源级过载。 LNA输出信号经由一个25MHz带通滤波器，第一镜频、信号镜频噪声和蜂窝频
段中其它寄生响应得到进一步衰减。在PCS频段中，LNA夹在两个带宽为60MHz的镜频滤波
器之间。特别要注意LNA输出混频器的RF输入端的隔离以避免降低第一镜频抑制的效果。
 接收到的RF信号流入第一混频器(M1-PCS和M1-CELL)后差频为相同的第一中频(IF)信号
。实际上，只有已选定频段的接收机前端才会加电工作以便使功耗最小。  第一IF滤波
器通常是一个30kHz窄带SAW滤波器，其中心频率大于100MHz。带外衰减特性陡峭、通带
内振幅和相位呈线性特性是SAW滤波器非常重要的特性，该滤波器决定第二镜频抑制，其
带外衰减特性是影响备用信道抑制(fc±60kHz)和接收机整体互调(IM)性能的主要因素。
第一IF信号流入第二混频器(M2)，差频得到末级IF信号，典型频率是450kHz。 第二IF滤
波器是带宽为30kHz的陶瓷滤波器，中心频率为450kHz。其陡峭的带外衰减特性能够满足
相邻信道/备用信道抑制的要求。通带内要求良好的振幅和群延迟特性以避免在数字模式
下降低BER。 450kHz输出信号分流到： 1.   调频IF放大器、限幅器、正交解调器和接收
信号强度指示器(RSSI)等部分。 2. 自动增益控制(AGC)和I&Q解调级。 在模拟方式下，
接收信号经鉴频以产生基带音频信号、监控音调(SAT)、信号音调(ST)以及用于呼叫建立
和控制的宽带数据。RSSI输出的直流电压与接收信号的强度成正比。这些信息可用来决
定用于MAHO的最强信道和信号强度。 在数字模式下，PI/4 DQPSK数字调制信号分别被鉴
频为基带I&Q分量。解调后的音频信号、RSSI和数字模式I&Q解调信号经过模/数转换存储
到手机逻辑部分以便进行数字信号处理。 当输入信号从-115到25dBm(90dB动态范围)变
化时，前端和第二IF增益控制级要确保数字模式下接收链呈线性特性，接收链的设置应
使I&Q解调信号的振幅几乎保持恒定电平，并与ADC的动态范围相匹配。 到基带的差频可
由合成器部分(LO#3)提供的450kHz第三LO实现。 接收机设计折衷 接收机的设计考虑包
括： 1. 选择多个的集成前端(LNA、混频器和LO缓存)器件。多器件方案使设计者通过增
加部件数量和大小来优化增益、噪声特性(NF)、三阶输入截点(IIP3)和功耗。在选择多
器件方案的设计方法中，PCB元件布局更加灵活。单芯片集成RF ASIC减少了开发时间，
但较低的RF IC成品率、封装局限性、RF隔离和测试问题可能增加最终的产品成本； 2.
    要对RF增益进行分配以获得一个最优动态范围(折衷考虑IIP3/NF的要求)； 3.    
IIP3越
高，耗电越大(待机时间较短)，良好的强信号处理性能在移动蜂窝环境中极为重要； 4
.   在两个频段中共享元件减少了元件数目、外形大小和成本，但在每个独立频段内进行
性能优化的难度增加了。 接收机结构 接收机有两种基本结构：超外差结构和直接转换
结构(或低IF)。后者省略了IF级、混频器、 滤波器和相关本地振荡器，具有适应不同带
宽和标准的灵活性。 直接转换结构的优势在于降低成本、PCB面积和功耗。然而，目前
TDMA应用的性能已经落在超外差结构之后，超外差结构具有优良的动态范围和选择性，
在给定的性能要求下开发周期较短、风险较小。超外差接收法的缺点是部件数较多、高
Q值滤波器因集成困难必须置于芯片之外。  实用的直接转换法要认真解决时变的直流偏
置、LO信号通过天线泄露、增益/相位不匹配和下行正交混频器中二次非线性失真等问题
,并确保在TDMA动态范围内系统能正常工作。 接收机寄生响应 RF接收机的作用是接收有
用信号，并在接收机输入端抑制较输入信号大得多的寄生信号。 最重要的三个接收机寄
生响应是：第一镜频、第二镜频和半中频。某一频率下的强RF干扰信号可能使BER或SIN
AD指标严重恶化，甚至会造成断线。图2、3、4是它们的频率分布，两个因素决定这些频
率的位置：接收机频率图和有用的调谐频率。接收机设计的一个重要部分是消除和衰减
干扰信号，寄生信号抑制所要求的衰减电平决定滤波器的衰减要求和第一混频器的线性
技术指标要求。 在第一镜频中，所需的低电平1,930MHz RF信号差频为100MHz第一IF信
号，第一LO设置在2,030MHz(见图2)。带外2,130MHz强干扰信号也差频为第一IF，因为L
O与干扰信号频率之差同样是100MHz。在这个特例中，第一镜频的位置是2,130MHz。衰减
该强干扰信号的唯一方法是提高两个前端滤波器的选择性。采用较大的第一中频也有所
帮助。在某种情况下，窄带LNA同样可以抑制第一镜频响应信号。 在第二镜频采用与图
2所示一样的频率图(LO和IF频率)，见图3。一个1,930.9MHz的带外干扰信号差频为第一
IF级的99.1MHz信号(99.1=2,030-1,930.9)。有用信号差频到100MHz。有用(100MHz)和干
扰(99.1MHz)信号都将与固定的LO#2(99.55 MHz)混频得到450kHz信号，这将降低载波干
扰(C/I)比。在本例中，第二镜频的RF频率位置是1,930.9MHz。衰减这种强干扰信号的唯
一方法是要求第一IF滤波器提供足够大的衰减(本例中在99.1MHz时应大于60dB)。在多数
情况下，SAW IF滤波器能提供足够大的衰减。为了达到如此高的衰减特性，须仔细设计
滤波器的电路板布线以使滤波器输出和输入端口之间具备较高的隔离度。否则，IF滤波
器输出+PCB总衰减可能会大于所要求的衰减电平。 半中频寄生响应有时很难衰减掉(见
图4)，其RF频率位于第一IF频率到有用信号频率之间的中点。例如，半中频位于1,980M
Hz，有用信号在1,930MHz，IF在100MHz。该频率处于带通滤波器的通带内，所以两个RF
滤波器都无法抑制半中频响应。 第一混频器LO设定在2,030MHz，其二次谐波是2×2,03
0=4,060MHz。RF干扰信号(半IF)二次谐波位于3,960MHz(2×1,980)。LO和RF二次谐波混
频产生了一个会干扰有用IF信号的100MHz IF信号。这个(2，2)四阶干扰(2×LO-2×RF)
由第一混频器的二阶截点(IP2)决定。 如果有用信号频率位于PCS频段(1,960MHz)的中间
，接收机半IF响应位于2,010MHz。输入RF滤波器的通带为1,930到1,990MHz，因而就可以
提供所要求的衰减特性。 本文总结 第二部分将讨论频率合成器及其在设计实例中的应
用，重点讨论手机的发射部分、发射机设计折衷、手机接收/发射频率图，并介绍RF集成
模块。 Eduardo Sztein是Nec美国系统/RF工程部门的高级工程师。他持有电机工程师学
位，毕业于Buenos Aires大学工程学院电子系(MSEE)，E-mail：edpasztein@prodigy.n
et。
 

--
※ 来源:·哈工大紫丁香 bbs.hit.edu.cn·[FROM: 202.118.235.241]